摘要：針對稀土永磁無刷直流電機(BLDcM)．借助電機本體所同確的三相Hall轉子位置傳感器，通過空間矢量脈寬調制(svPwM)控制技術，實現了BLDcM的正弦波電流驅動，實驗結果表明，與力波電流驅動相比，采用正弦波驅動可有效減小BIll)cM的運行噪聲，降低轉矩脈動，實現低成本家用電器等領域的靜音運行。

    關鍵詞：稀土水磁；無刷直流電機；空間矢量脈寬調制；正弦波驅動

0  引  言

在一些要求低噪聲的寬調速驅動系統(tǒng)巾，采用方波電流驅動的稀土永磁(REPM)無刷直流電機(BLD—cM)，其低速轉矩脈動產牛的噪聲仍無法忍受，如家用電器中的吸油煙機、靜音空調機、臥室小冰箱等目前，方波驅動的BLDcM調速范同多數只能做到10：1，雖然采用自身Hall轉子位置傳感器進行轉速閉環(huán)能做到轉速精度達1％，但轉矩脈動導致的小范圍轉速振蕩依然會產生音頻噪聲，尤其在低速運行時，導致現場操作者或使用者感覺極不舒服。

    為了解決這一問題，人們采用了斜槽、無槽、甚至空心杯結構等辦法，試罔通過電機本體的改造來降低轉矩脈動和噪聲，但卻又加大了電機的制造成本。也有人干脆采用永磁同步電機(PMsM)的矢量控制技術來解決，但由于需要增加一個價格不菲的高精度角度位置傳感器，又造成系統(tǒng)成本進一步加大，從而失去低端產品市場的競爭優(yōu)勢。

    眾所周知，稀土永磁無刷直流電動機結構簡單，成本低廉。隨著單片機等高性能微處理器成本的不斷降低，借助BLDcM電機本體自身所同有的霍爾(Hall)轉子位置傳感器，采用電壓空間矢量(sVP—wM)技術實現其正弦波驅動，則可在不增加硬件成本的條件下，達到BLDcM的低噪聲驅動和寬范圍調速的目的，同時也大大提高了這種機電一體化驅動系統(tǒng)的市場競爭力。

    本文針對具有正弦波反電勢或平頂寬度小于一定數值的梯形波反電勢的BLDcM，采用正弦波電流驅動，并使用高性能、低成本clsPIc30F3011單片機進行了實驗驗證．結果表明：正弦波電流驅動的BLDcM，其機械特性硬度不變，預防波電流驅動相比，機械特性向下平移；但由于轉矩脈動減小，有效地降低，電機的音頻噪聲，在不增加產品硬件成本的前提下，增加了產品的舒適性。

1  實現機理

轉子不帶鼠籠條的永磁同步電機一般不具備自起動能力，在作為電動機運行時，通常有兩種控制方法。

    (1)他控式

這是一種開環(huán)標量控制系統(tǒng)，其優(yōu)點是系統(tǒng)實現簡單；多用于系統(tǒng)動態(tài)響應性能要求不高或穩(wěn)速運行的系統(tǒng)中；常常要求一臺變頻器可帶動多臺電機嚴格按照某一固定頻率恒速運行，如紡織行業(yè)。

    其缺點是調速范圖有限，控制不當可能導致失步，系統(tǒng)穩(wěn)定性較差。

    (2)自控式

這是一種閉環(huán)矢量控制系統(tǒng)，有人也將其稱為無刷交流電機(BLAcM)。其優(yōu)點是轉速、力矩的控制精度高，魯棒性強，不會出現失步；而且系統(tǒng)調速范圍寬，動態(tài)響應性能高，適用范圍廣，多用于高件能伺服系統(tǒng)巾；其缺點是系統(tǒng)包含有高分辨率轉子角度位置傳感器(如光電編碼器、旋轉變壓器等)導致系統(tǒng)復雜；系統(tǒng)通過實時計算施加電壓矢量，其運算量大，硬件要求高；要實現高精度或寬范圍淵速，系統(tǒng)的控制算法及軟件實現難度較高。

    但是，對于三相PMSM來說，這兩種控制力式的共同特點都是正弦波驅動，都是以電機氣隙磁場的圓形化為控制目標，也都是采用三相橋式逆變器作為主功率電路，這一點正好與三相BLDcM功率驅動電路相同。為此，在不改變功率逆變器及其信號驅動電路的前提下，可以通過改動系統(tǒng)軟件直接實現B1．DCM的正弦波驅動。為了克服負載變化可能引起的BLDcM失步，采用其自身固有的HaⅡ轉子位置傳感器來進行閉環(huán)，通過實時檢測轉了位置信息，計算或查表所加的正弦波電壓，即可實現無刷直流電機的自控式正弦波平滑驅動。

    2轉子位置

估計一般，為了保汪PMSM定了電壓空間矢量與轉子保持恒定的夾角且同步旋轉，必須實時估算轉子的位置。

    假定三相橋式逆變器的6個基本電壓空間矢量(U1～U6和2個零點壓矢量Ua和U7在兩相靜α-β坐標系下的分布如圖l所示。

    通常根據BLDcM的三相轉子Hall位置傳感器可產生6個準確的位置信號，且其頻率反映了轉子的旋轉頻率。假定正常狀態(tài)下，A相Hall傳感器的安裝位置使得A相Hall信號上跳沿滯后A相繞組反電勢過零點：30電角度，則正弦波相電壓、參考電壓空間矢量在罔1中所處扇區(qū)及其相位角目與三個Hall傳感器信號之間的對應關系如圖2所示。圖2中的θ代表“一口坐標系下參考電壓空間欠量與α軸(即A相軸)的夾角電機起動時，先讀取Hall信號位置，進而確定參考電壓空間矢量所處的扇區(qū)，然后以該扇區(qū)起始相角作為初始相角，控制參考電壓空間矢量以某一固定速度旋轉。電機在起動并旋轉一個電周期后，即可檢測出一相Hall信號頻率，并根據該Hall信號頻率與調制頻率的關系，可計算出一個調制周期內轉子所轉過的角度，以此作為每調制周期內參考電壓矢量的步進角，進而使電機進入自同步運行。

 

    在自同步運行的過程中，總是依據上一電周期所測得的轉子速度作為當前電周期內定子參考電壓空間欠量的旋轉速度，由于測量誤差或轉速的波動，在當前Hall位置信號來臨時，電壓空間矢景的實際相位有可能超前或滯后于基準位置，如電壓空間欠量已經轉過60。但實際轉子剛轉至60。，此時，應將電壓窄間矢量的相位角校正為基準位置的相位角，由于始終有6個準確Hau位置信號的校正作用，因而可將誤差累積限定在60。的電角度內，保證了電機的自同步運行。

    為了使電機始終能獲得****的電磁轉矩，必須保持電機定、轉子磁動勢的夾角為90。電角度，而定子磁動勢與定子電流空間矢量同相位，假定定了電壓空間矢量超前定子電流矢量θ電角度，則圖2的各相位角應補償θ+θa。

3結果及分析

試驗樣機為一臺帶三相Hall轉子位置傳感器的空心杯形外轉子 BLDcM，其反電勢波形為正弦波。

    電機參數為：額定功率Pn=120 w，額定電壓uN=24 V，額定轉速nk=4000 r／min,極對數p=4，相電感L=O．0l mH，相電阻月=O.15 n.分別用方波驅動和sVPwM正弦驅動方式在轉矩測試臺上進行機械特性測試和負載運行實驗.兩種驅動方式下電機的機械特性曲線如圖3所示。

 

    圖3可見，正弦波驅動方式下的機械特性曲線幾乎相當于方波驅動方式下機械特性曲線的向下平移，兩種驅動方式的機械特性硬度不變，具體表現為同一負載力矩下正弦波驅動比方波驅動時電機的轉速低；或者說在同一轉速下，正弦波驅動比方波驅動電機的輸出轉矩小。

    如果進行負載實驗，讓兩種驅動方式下電機均工作在750 r／min的低速，在電機軸均加0 27 NIn的負載轉矩，則通過泰克示波器實測到的A相電流波形分別如圖4和圖5所示。其中，上面一條曲線均為A相Hall位置傳感器的輸出脈沖波形，下面一條曲線均為A相電流波形，且電流值單位為l A／v。

 

    圖4和圖5表明，采用三相Ha ll轉子位置傳感器信號可以實現BLDcM的正弦波電流驅動，其相電流具有良好的正弦性。根據示波器顯示的方波驅動和正弦驅動相電流有效值分別為4.27 A和4.02 A可以看出，在電機軸輸冉功率相同的情況下，方波驅動時一部分相電流(諧波部分)沒有用來做功，而是被白白浪費掉，因此說明同樣的輸出轉矩，方波驅動效率要略低于正弦波驅動。

    圖6和圖7為三相逆變器直流母線電流波形，在正弦驅動方式下直流母線電流峰峰值為0.34 A，而方波驅動方式下直流母線電流的峰峰值為0.48 A。

    可以看出，在方波驅動方式下進行PwM斬波時，由于采用120。三相六狀態(tài)兩管導通方式，電機合成磁鏈為六步運行軌跡，繞組中電感上的能量通過兩相繞組續(xù)流，續(xù)流能量與直流母線電容交換得比較劇烈，電流連續(xù)性不好，從而造成部分能量損失，使得效率降低。而在正弦驅動方式采用三管互補導通方式，續(xù)流僅發(fā)生在很短的“死區(qū)”時間內，電流連續(xù)性好，諧波含量低，驅動效率高，轉矩脈動也小，電機音頻噪聲就低。